Форум » Дискуссии » Operazionnie ysiliteli ,ZAP/AZP & (продолжение) » Ответить
Operazionnie ysiliteli ,ZAP/AZP & (продолжение)
milstar: 1941: First (vacuum tube) op-amp An op-amp, defined as a general-purpose, DC-coupled, high gain, inverting feedback amplifier, is first found in US Patent 2,401,779 "Summing Amplifier" filed by Karl D. Swartzel Jr. of Bell labs in 1941. This design used three vacuum tubes to achieve a gain of 90dB and operated on voltage rails of ±350V. ###################################################### It had a single inverting input rather than differential inverting and non-inverting inputs, as are common in today's op-amps. Throughout World War II, Swartzel's design proved its value by being liberally used in the M9 artillery director designed at Bell Labs. ######################################################################### This artillery director worked with the SCR584 radar system to achieve extraordinary hit rates (near 90%) that ####################################################################### would not have been possible otherwise.[3] ########################### http://en.wikipedia.org/wiki/Operational_amplifier
milstar: https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/AN-1279.pdf https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD7960.pdf https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD7626.pdf 16 bit ,10 msps Fin 100 khz SFDR 104.5 db ,SINAD 91 db https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/238718fa.pdf 18 bit ,15 msps SAR ,8.192 Volt peak to peak input Fin 1 mhz , 2khz 200 khz SFDR 102 db, 119 109 SINAD 94.5 95.7 95.6
milstar: https://www.eham.net/ehamforum/smf/index.php?topic=122511.0 The pictured IC is the LTC2387-18 which is an 18-bit 15 Msps ADC. Yaesu's ads for this new rig in QST says it uses direct sampling, but it also says it has a 9MHz IF.
milstar: https://qrznow.com/wp-content/uploads/2018/11/FTDX101DMP.pdf
milstar: We could use stretch processing for track because we already know range fairly well but want a more accurate measurement of it Stretch pro cessing relieves the signal processor bandwidth problem by giving up all rang e processing to obtain a narrow -band signal processor http://www.ece.uah.edu/courses/material/EE710-Merv/Stretch_11.pdf We will assume baseband processing in these discussions. In practice the mixer output will be at some intermediate frequency (IF). ========================== The signal could be brought to base - band using a synchronous detector or, as in some modern radars, by using IF sampling (i.e. a digital receiver) . In either case, the effective ADC rate (the sample rate of the complex, digital base - band signal) will be as derived here. https://www.ll.mit.edu/sites/default/files/page/doc/2018-05/19_2_4_Stambaugh.pdf
milstar: 18 of frequencie s. The SNR is improved by this digital-filtering process since the power of the residual error is decreased by filtering. The SFDR specification for the ADC is important because a spurious component still may fall within the bandwidth of the digital filter; hence, the SFDR, unlike the SNR, does not necessari ly improve by the digital-filtering process. However, several techniques are available to improve the SFDR. Dithering (discussed in Section 2.2) im proves the SFDR of ADC’s. Additionally, postdigitization-processing techniques such as state variable compens ation [13], phase-plane compensation [14], and projection filtering [15] have been used to improve SFDR. http://www.amwindow.org/misc/pdf/DigitalRXConcepts.pdf
milstar: http://www.ti.com/lit/an/slaa594a/slaa594a.pdf
milstar: https://www.w8ji.com/cw_bandwidth_described.htm
milstar: Integrated mixers can be designed to high tolerances. Enabled by integrated matching techniques, such mixers may incur lower costs by taking advantage of silicon processes. As noted by Tom Schiltz, design section leader of high-frequency products for Linear Technology, “Advanced silicon-process technologies offer higher speed and a wider operating frequency. But they come at the expense of lower breakdown voltages, which can limit mixer IIP3 and input-signal handling capability.” He also warns that “integrated mixers are limited by the parasitics of packaging technologies available today and the electrostatic-discharge (ESD) circuits that are required to protect the device.” https://www.mwrf.com/active-components/rf-mixers-pine-linearity-and-dynamic-range
milstar: Рис. 1. Архитектура тракта приема с двойным преобразованием частоты Полосовой ВЧ фильтр (Band Select Filter) ПФ1, предшествующий малошумящему усилителю МШУ (low noise amplifier) уменьшает внеполосные сигналы, а также уровень помех по зеркальному каналу совместно с фильтром ПФ2 (image reject filter). Затем весь спектр преобразуется вниз по частоте на фиксированную промежуточную частоту (Intermediate Frequency, IF) с использованием перестраиваемого гетеродина РЧ ГУН. Зеркальный сигнал и другие нежелательные продукты преобразования уменьшаются далее до приемлемого уровня, с помощью внешнего фильтра ФПЧ1 перед еще одним преобразованием вниз по частоте. Выбор рабочего канала обычно осуществляется, фильтром ПЧ2 (Channel Select Filter) после окончательного преобразования вниз. Это ослабляет требования к динамическому диапазону следующих блоков. От правильного выбора значения промежуточных частот зависят получаемые величины селективности и чувствительности приемника. Второе преобразование вниз по частоте в современных трактах приема обычно происходит в квадратурных схемах, чтобы облегчить цифровую обработку синфазных и квадратурного сигналов I и Q. В приемнике с двойным преобразованием частоты существенно снижаются требования к элементам фильтрации. Супергетеродинная архитектура приемного тракта считается наиболее надежной, так как в ней высокие значения селективности и чувствительности могут быть достигнуты надлежащим выбором значений ПЧ и параметров фильтров. Эффекты смещения постоянной составляющей (DC offset) и утечки (leakage), более подробно рассмотренные далее, не влияют на характеристики приемника из-за использования нескольких шагов преобразования. Однако, достижение высоких значений параметров и характеристик приемника приводит к увеличению стоимости устройства и его размеров. Это происходит за счет применения внешних высокодобротных полосовых фильтров, необходимых для подавления зеркального канала и выбора рабочего канала. Так как выбор рабочего канала происходит в первом каскаде ПЧ, перестраиваемый гетеродин требует качественного выполнения и использования внешнего колебательного контура для достижения хорошей характеристики по шумам. Указанные факторы затрудняют полную интеграцию приемопередатчика в единственной микросхеме. https://www.rlocman.ru/shem/schematics.html?di=40226
milstar: Приемники с низкой ПЧ Стремление разработчиков к созданию полностью интегрированного высококачественного РЧ блока с элементами внутрикорпусной полосовой фильтрации привела к появлению архитектуры приемника с низкой ПЧ (Low-IF receivers). Основная цель ее использования состоит в том, чтобы защитить приемник от смещения постоянной составляющей, являющегося главным недостатком приемников прямого преобразования, при сохранении основного достоинства таких приемников – устранения высокодобротных фильтров ПЧ. В этой архитектуре величина низкочастотной ПЧ составляет обычно сотни кГц, так что в ней может быть применен низкодобротный ФНЧ выбора рабочего канала. https://www.rlocman.ru/shem/schematics.html?di=40226
milstar: Как следует из названия, вместо непосредственного преобразования сигнала на нулевую частоту и подачи этого сигнала на информационный блок, частота гетеродина слегка сдвинута от несущей РЧ, обычно на один – два канала.
milstar: Широкополосные приемники с двойным преобразованием частоты В последнее время разработчики стали проявлять интерес к архитектуре широкополосного приемника с двойным преобразованием частоты (Wideband double-IF receiver), в котором объединена архитектура приемника с нулевой ПЧ и традиционного супергетеродина, позволяющая по мнению ряда разработчиков оптимизировать потребление мощности и характеристики устройства [5]. Блок-схема широкополосного приемника с двойным преобразованием частоты показана на рис. 12. Эта структура похожа на супергетеродин, в котором используется несколько каскадов ПЧ, а первая ПЧ находится в области сотен МГц. https://www.rlocman.ru/shem/schematics.html?di=40226
milstar: Развитие техники и технологии цифровых ИС привело к тому, что заключительное смешивание и фильтрация, осуществляемые в каскадах ПЧ, могут производиться уже в цифровой области [4,7,8]. В приемниках с цифровой ПЧ (Digital IF receiver) происходит оцифровавание непосредственно сигнала ПЧ. В качестве ПЧ гетеродина используется прямой цифровой синтезатор частот DDS (Direct Digital frequency Synthesizer) называемый иногда генератором с цифровым (программным) управлением NCO (Numerically Controlled Oscillator). Это устройство реализовано полностью с использованием цифровой техники и рядом фирм выполняется в виде специализированной ИС. Генератор формирует цифровые выборки двух синусоид с точным сдвигом по фазе на 90 градусов (рис. 15). https://www.rlocman.ru/shem/schematics.html?di=40226
milstar: Приемник супергетеродинного типа с цифровой промежуточной частотой https://studref.com/480548/tehnika/priemnik_standarta_wimax#241
milstar: В приемниках узкополосного сигнала с достаточно высокой несущей частотой в ряде случаев приходится использовать не только двойное преобразование частоты, но и тройное. ============================ При этом принципы формирования требований к дополнительным блокам не отличаются от рассмотренных ранее для супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты. http://digteh.ru/WLL/PrmDvPreobr.php В схеме супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты приходится точно так же тщательно рассчитывать параметры каждого блока, как и в рассмотренной ранее схеме супергетеродинного приемника. При приеме цифровых видов сигнала приходится учитывать положение частоты первого и второго гетеродинов (выше или ниже частоты входного сигнала), так как это может привести к изменению направления вращения вектора квадратурного сигнала.
milstar: 1. Для получения лучшей селективности по зеркальному каналу промежуточная частота должна быть выше принимаемого диапазона частот Выбрав промежуточную частоту выше частот рабочего диапазона, можно в приемнике с диапазоном 2-30 МГц использовать эллиптический фильтр нижних частот с частотой среза, например, 31 МГц. В этом случае помехи с частотами выше рабочего диапазона ослабляются на 80 дБ, а селективность по зеркальному каналу не зависит от частоты принимаемых сигналов. Тот же фильтр обеспечит ослабление излучения гетеродина, что позволяет располагать несколько приемников на близком расстоянии друг от друга. Когда промежуточная частота равна, например, 40 МГц, гетеродин должен перекрывать диапазон 42-70 МГц (в приемнике с диапазоном 2-30 МГц); следовательно, коэффициент перекрытия составляет менее 1:2. При этом значительно упрощается конструкция гетеродина и уменьшается вероятность того, что взаимодействие гармоник гетеродина с входными сигналами в преобразователе частоты приведет к образованию помех, попадающих в полосу пропускания приемника. http://www.radioman-portal.ru/pages/699/ 2. Использование раздельных каскадов для АРУ и для усиления с целью уменьшения искажении. В прошлом электронные лампы использовались одновременно и для усиления, и для АРУ. Однако из-за нелинейности ламповых характеристик при поступлении напряжения АРУ возникали интермодуляционные искажения. То же самое имеет место и при использовании биполярных и полевых транзисторов. Если же усиление и АРУ осуществлять в раздельных каскадах, то можно обеспечить оптимальный режим каждого из них. Так, например, для АРУ можно использовать аттенюатор на pin-диодах. включенный между входным фильтром нижних частот и ВЧ-усилителем, как показано на рис.1. Диодный аттенюатор должен иметь постоянные входные и выходное импедансы, так как в противном случае всякое изменение импеданса нагрузки приведет к изменению характеристик фильтра, а изменение импеданса источника, работающего на усилитель, вызовет в нем изменение шумов и искажений. На рис. 2 показан аттенюатор, представляющий собой обычный двойной T-мост на pin-диодах. Входной и выходной импедансы такого аттенюатора поддерживаются неизменными. С этой целью используется дифференциальный усилитель, который обеспечивает соответствующее перераспределение токов в выводах аттенюатора (сумма коллекторных токов должна быть неизменной). Получение прямоугольной частотной характеристики УПЧ при использовании узкополосных полосовых фильтров всегда представляло серьезную проблему. В новой схеме с двойным инвертированием спектра входного сигнала можно применить фильтры нижних частот, при этом крутизна ската частотной характеристики УПЧ не зависит от полосы пропускания. Дополнительным преимуществом фильтров нижних частот является в два раза меньшее по сравнению с полосовыми фильтрами время установления. Это устраняет нежелательные колебания в фильтрах в случае приема импульсных сигналов. Сущность способа поясняется схемой (рис.6). Селективность приемника определяется главным образом трактом второй промежуточной частоты 525 кГц. Полоса пропускания по второй промежуточной частоте и, следовательно, полоса пропускания приемника в целом могут устанавливаться в пределах 150 Гц-12 кГц. При этом выбор полосы пропускания осуществляется не заменой фильтра, а регулировкой частотного сдвига между двумя гетеродинами. Сигнал 525 кГц с максимальной шириной спектра, например ±6 кГц (510-531 кГц), поступает на преобразователь частоты вначале с частотой гетеродина 467 кГц, в результате чего образуется сигнал, занимающий полосу частот от 52 (525-6-467) до 64 кГц (525+6-467). Результирующий сигнал поступает в кварцевый фильтр нижних частот, частотная характеристика которого имеет резкий спад на частоте 64 кГц (этот спад образует один из фронтов частотной характеристики УПЧ). Указанный фильтр с фиксированной частотой среза настраивается только один раз. Затем спектр сигнала с полосой 52-64 кГц вновь переносится на среднюю частоту 525 кГц и вновь поступает на преобразователь с частотой гетеродина 583 кГц. При этом сигнал возвращается в диапазон 52-64 кГц, но с инвертированным спектром (составляющие спектра, находившиеся ранее у границы полосы пропускания 64 кГц, сейчас находятся на 12 кГц ниже этой границы). Фильтр с частотой среза 64 кГц подавляет составляющие сигнала, находившиеся при первом преобразовании у границы 52 кГц. Полученный таким образом сигнал, отфильтрованный с высокой селективностью, вновь переносится по спектру на частоту 525 кГц и детектируется. Следует отметить, что фронты частотной характеристики УПЧ сохраняются неизменными, а ширина полосы уменьшается регулировкой частотного сдвига между двумя гетеродинами. Так, например, при ширине полосы пропускания 2 кГц гетеродины настроены на частоты 462 кГц (525+1-64) и 588 (525-1+64). В связи с тем, что границы полосы пропускания формируются фильтром нижних частот, частотная характеристика близка к прямоугольной даже при ширине полосы пропускания 150 Гц. Описываемый способ обеспечивает симметрию фазовой характеристики или характеристики групповой задержки относительно средней частоты. Кварцевые или механические фильтры, обычно используемые в УПЧ, являются чебышевскими фильтрами с нелинейной фазовой характеристикой. В то же время фильтры нижних частот бесселевского типа могут обеспечить требуемую линейность. http://www.radioman-portal.ru/pages/699/
milstar: Yaesu FT-1000 received frequency 100 khz-30 mhz Quad conversion ============== 1 IF 73.62 mhz 2 IF 8.215 mhz 3 IF 455 khz 4 IF 100 khz http://radiomanual.info/schemi/YAESU_HF/FT-1000_user.pdf
milstar: http://www.ti.com/lit/ug/tidubs6/tidubs6.pdf ADC Copyright © 2016, Texas Instruments Incorporated 1 TIDUBS6 –May 2016 Submit Documentation Feedback Copyright © 2016, Texas Instruments Incorporated RF Sampling S-Band Radar Receiver TI Designs RF Sampling S-Band Radar Receiver
milstar: ICOM R9500 Quad conversion professional communication receiver http://www.icom.co.jp/world/support/download/brochure/pdf/Receivers.pdf
milstar: https://www.icomamerica.com/en/products/amateur/receivers/r8600/default.aspx 1100 -3000 mhz 3 conversion + 14 bit 122 msps ADC in demodulation
полная версия страницы