Форум » Дискуссии » линейная и нелинейная частотная модуляция РЛС,P4 code » Ответить
линейная и нелинейная частотная модуляция РЛС,P4 code
milstar: линейная частотная модуляция РЛС 28LFM Phase and Frequency Characteristics p 28 https://www.its.bldrdoc.gov/media/31078/DavisRadar_waveforms.pdf ---------------- 5.4.1. Основные характеристики зондирующих сигналов (ЗС). Излучаемый активной РЛС сигнал играет роль инструмента исследования пространства радиолокационного наблюдения и называется зондирующим (ЗС). Известны две наиболее общие формы записи радиосигнала: вещественная и комплексная. При первой форме ЗС имеет вид Sз(t) = UmU(t)cos[2pf0t + j(t)], (1) где: Um – амплитуда излучаемых колебаний; f0 – несущая частота СВЧ колебаний; U(t) – закон амплитудной модуляции (огибающая сигнала); j(t) – закон фазовой модуляции ЗС. Комплексная форма записи ЗС имеет вид (2) где - комплексный закон модуляции ЗС (комплексная огибающая сигнала). Очевидно, что вещественная форма записи ЗС совпадает с действительной частью ее комплексной формы. Для обнаружения целей на малых и предельно малых высотах (менее 1 километра) целесообразно использовать непрерывные ЗС. Как и в случае с одиночными РИ, используемые непрерывные сигналы могут быть немодулированными (НМ) или линейно частотно модулированными . Радиоимпульс с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) является сложным сигналом, база которого больше 1. ЛЧМ радиоимпульс (рис. 1) представляет собой сигнал, у которого в течение длительности импульса tи частота изменяется по линейному закону , (1) где Dfд – девиация частоты. http://zrv.ivo.unn.ru/pages/vtp/5/5-4-radiolokatsionnye-signaly.htm 5.4.6. Импульсные последовательности для связи с ЗУР Для сопровождения ЗУР используются ограниченные во времени последовательности импульсов, которые принято называть «пачками» запросных импульсов, когерентность которых при обработке не учитывается. Возможность использования некогерентных , т.е. не накапливаемых на радиочастоте сигналов, в линии ЗУР - РЛС обусловлена использованием в этой линии метода активной локации с активным ответом. За счет наличия на борту ЗУР передатчика, существенно возрастает мощность сигнала на входе РПрУ РЛС, что и позволяет отказаться от когерентных сигналов. Другим вариантом импульсной последовательности, используемой при работе с ЗУР, является частотно-модулированная последовательность. Она используется для обмена цифровой информацией между ЗУР и РЛС и по существу является не радиолокационным, а связным сигналом. ------------------------ Sandia Lab https://prod-ng.sandia.gov/techlib-noauth/access-control.cgi/2006/065856.pdf •Nonlinear-FM (NLFM) waveforms offer substantial advantages over their Linear-FM (LFM) counterparts. •Generally any practical range sidelobe filtering that can be accomplished with window functions, can also be accomplished by selecting a corresponding NLFM waveform. Matched filter output results will be indistinguishable, except for an increase in SNR using the NLFM waveform. •The design procedure for a NLFM waveform is straight-forward and presented herein. •Hardware architectures for generating suitable NLFM waveforms are also straight-forward, with several options presented herein.
Ответов - 36, стр:
1 2 All
milstar: Pulse compression involves the transmission of a long coded pulse and the pro-cessing of the received echo to obtain a relatively narrow pulse. The increaseddetection capability of a long-pulse radar system is achieved while retaining therange resolution capability of a narrow-pulse system. Several advantages are ob-tained. Transmission of long pulses permits a more efficient use of the averagepower capability of the radar. Generation of high peak power signals is avoided.The average power of the radar may be increased without increasing the pulserepetition frequency (PRF) and, hence, decreasing the radar's unambiguousrange. An increased system resolving capability in doppler is also obtained as aresult of the use of the long pulse. In addition, the radar is less vulnerable to in-terfering signals that differ from the coded transmitted signal.A long pulse may be generated from a narrow pulse. A narrow pulse containsa large number of frequency components with a precise phase relationship be-tween them. If the relative phases are changed by a phase-distorting filter, thefrequency components combine to produce a stretched, or expanded, pulse. Thisexpanded pulse is the pulse that is transmitted. The received echo is processed inthe receiver by a compression filter. The compression filter readjusts the relativephases of the frequency components so that a narrow or compressed pulse isagain produced. The pulse compression ratio is the ratio of the width of the ex-panded pulse to that of the compressed pulse. The pulse compression ratio is alsoequal to the product of the time duration and the spectral bandwidth (time-bandwidth product) of the transmitted signal. http://helitavia.comwww.helitavia.com/skolnik/Skolnik_chapter_10.pdf 10.3 LINEARFMThe linear-FM, or chirp, waveform is the easiest to generate. The compressed-pulse shape and SNR are fairly insensitive to doppler shifts. Because of its greatpopularity, more approaches for generating and processing linear FM have beendeveloped than for any other coded waveform.1 The major disadvantages are that(1) it has excessive range-doppler cross coupling which introduces errors unlesseither range or doppler is known or can be determined (i.e., a shift in dopplercauses an apparent change in range and vice versa); and (2) weighting is usuallyrequired to reduce the time sidelobes of the compressed pulse to an acceptablelevel. Time and frequency weighting are nearly equivalent for linear FM andcause a 1 to 2 dB loss in SNR. Passive linear-FM generation and processing maybe used as in Fig. 10. Ia or b, where conjugate networks or a single network isemployed. Active linear-FM generation and processing may be used as in Fig.10.1c
milstar: 10.3 LINEAR FM The major disadvantages are that (1) it has excessive range-doppler cross coupling which introduces errors unlesseither range or doppler is known or can be determined (i.e., a shift in dopplercauses an apparent change in range and vice versa); and (2) weighting is usuallyrequired to reduce the time sidelobes of the compressed pulse to an acceptablelevel. Time and frequency weighting are nearly equivalent for linear FM andcause a 1 to 2 dB loss in SNR. 0.4 NONLlNEAR FM The nonlinear-FM waveform has attained little acceptance although it has severaldistinct advantages. The nonlinear-FM waveform requires no time or frequencyweighting for range sidelobe suppression since the FM modulation of thewaveform is designed to provide the desired amplitude spectrum. Matched-filterreception and low sidelobes become compatible in this design. Thus, the loss insignal-to-noise ratio associated with weighting by the usual mismatching tech-niques is eliminated. If a symmetrical FM modulation is used with time weightingto reduce the frequency sidelobes, the nonlinear-FM waveform will have a near-ideal ambiguity function. A symmetrical waveform typically has a frequency thatincreases (or decreases) with time during the first half of the pulse and decreases(or increases) during the last half of the pulse. A nonsymmetrical waveform is FIG. 10.2 Nonlinear-FM waveforms with 40 dB Taylor weighting.obtained by using one-half of a symmetrical waveform (Fig. 10.2). However, thenonsymmetrical waveform retains some of the range-doppler cross coupling ofthe linear-FM waveform. The disadvantages of the nonlinear-FM waveform are (1) greater system com-plexity, (2) limited development of nonlinear-FM generation devices, (3) thenecessity for a separate FM modulation design for each amplitude spectrum toachieve the required sidelobe level. Because of the sharpness of the ambiguityfunction, the nonlinear waveform is most useful in a tracking system where rangeand doppler are approximately known. http://helitavia.comwww.helitavia.com/skolnik/Skolnik_chapter_10.pdf
milstar: Skolnik [1] p.335describes Dopplertolerance as a measure of whether or not a single matched filter will be enough to produce a good output when there will be a case of large Dopplershift. Short pulses are Dopplertolerant; on the other hand,long pulses are not Dopplertolerant. Therefore a pulse compression technique should alleviate Dopplertolerant issue associated with the longer pulse and hence the LFM signal should be Dopplertolerant. However, there is a range-Dopplercoupling issue inherent to LFM signal[1]. A range-Dopplercoupling occurs due to a large Dopplershift. So the computed range may not be the true range of the target. Therefore, depending on the applicationand situation, an LFM signal may or may not be Dopplertolerant. In many applications, if the Dopplershift is small, range error is also small andhence this error could be ignored. To mitigate the range-Dopplercoupling, chirp diverse LFM is used. http://www.majumderfoundation.org/Study_Purdue/LFM_Waveform.pdf
milstar: Импульсно-доплеровские РЛС. Радиальную скорость также можно измерить при помощи передачи последовательных импульсов [Lud08]. Таким образом, когерентный передатчик и приёмник используются в случаях, когда изменения фазы в межимпульсных интервалах содержат доплеровскую частоту. Дальность всё также измеряется через время распространения сигнала. При измерении как дальности, так и радиальной скорости, частота повторения fPRF играет важную роль. Таким образом, импульсно-доплеровская РЛС главным образом характеризуется частотой повторения импульсов fPRF. Различают РЛС с низкой (Low PRF, LPRF), средней (Medium PRF, MPRF) и высокой (High PRF, HPRF) частотой повторения импульсов (ЧПИ, англ. Pulse Repetition Frequency, PRF). Как показано в уравнении 6, однозначная дальность зависит от интервала повторения импульсов, а значит, и от частоты повторения импульсов (частоты, на которой происходит повторение импульсов). РЛС с LPRF используются на дальних расстояниях из-за большой однозначной дальности, а РЛС с HPRF применяют для наблюдения на коротких расстояниях из-за неоднозначности при измерениях. Однозначная радиальная скорость также определяется интервалом повторения импульсов Tr. Доплеровская частота восстанавливается из последовательных импульсов, следовательно, частота дискретизации как минимум вдвое больше максимальной доплеровской частоты fD,max. Отсюда fPRF>2fD,max, из чего вытекает уравнение 6. https://www.astrosoft.ru/articles/radar/radiolokatsionnye-signaly-dlya-aerokosmicheskikh-oboronnykh-i-avtomobilnykh-rls/
milstar: РЛС непрерывного излучения передаёт и принимает сигналы постоянно и не предоставляет информации о дальности. Главное преимущество РЛС непрерывного излучения заключается в однозначном измерении доплеровской частоты и отсутствии явления «слепой скорости» (см. импульсно-доплеровская РЛС), т.к. максимальная доплеровская частота в РЛС непрерывного излучения не ограничена. (Слепая скорость – радиальная скорость перемещения объекта РЛ наблюдения, при которой доплеровский сдвиг частоты отраженного от объекта сигнала равен или кратен частоте повторения излучаемых импульсов, что делает невозможным измерение скорости объекта). РЛС непрерывного излучения часто используется военными для подсветки целей. Благодаря постоянной передаче на низкой мощности, РЛС непрерывного излучения сложнее обнаружить по сравнению с импульсными РЛС, из-за чего их часто относят к РЛС повышенной скрытности. https://www.astrosoft.ru/articles/radar/radiolokatsionnye-signaly-dlya-aerokosmicheskikh-oboronnykh-i-avtomobilnykh-rls/
milstar: Рисунок 4. Сжатие импульса. Таким образом, сигнал с необходимой длительностью передачи формируется при помощи модуляции по частоте или фазе (сигнал с высокой пропускной способностью), как показано на рисунке 4. Автоматическое сжатие отраженного сигнала выполняет согласованный фильтр (англ. Matched Filter, MF). В случае, например, линейно-частотно-модулированного (ЛЧМ) сигнала, согласованный фильтр пропускает низкие частоты с меньшей скоростью, чем высокие. Это приводит к интерференции (сигналов) на выходе из фильтра и к увеличению отношения сигнал/шум (англ. Signal-to-Noise Ratio, SNR). Используя сжатие импульса, максимальную дальность можно увеличить за счет увеличения продолжительности передачи без изменения разрешения по дальности. Более того, РЛС со сжатием импульса более устойчивы к шумовым помехам благодаря тому, что согласованный фильтр увеличивает отношение сигнал/шум. Таблица 1. Импульсные РЛС и РЛС со сжатием импульса. https://www.astrosoft.ru/articles/radar/radiolokatsionnye-signaly-dlya-aerokosmicheskikh-oboronnykh-i-avtomobilnykh-rls/
milstar: Применение твердотельной технологии не дает возможности получить такие импульсы высокой мощности. Составляющие основу этой технологии электронные приборы (как правило, транзисторы) имеют конечную электрическую прочность и ограниченную рабочую температуру. Следовательно, для получения таких же значений излучаемой энергии, зондирующие сигналы радиолокаторов с твердотельными передатчиками должны быть намного длиннее, то есть должны иметь большую длительность. Однако с увеличением длительности зондирующих сигналов будет ухудшаться разрешающая способность радиолокатора. Для ее улучшения в радиолокаторах, использующих длинные зондирующие импульсы, применяется внутриимпульсная модуляция. В зависимости от того, какой из параметров несущего колебания импульса подвергается модуляции, зондирующий сигнал можно представить в виде отдельных частей, каждая из которых имеет свою частоту или фазу. Отклик цели на такой сигнал можно разделить на отдельные части и объединить их во времени для получения одного короткого импульса. Операция сжатия эхо-сигнала выполняется в специальных фильтрах. Процедура, реализуемая в таких фильтрах, называется сжатием импульса. Теперь оказывается возможным выполнить разделение целей, находящихся внутри области пространства, размеры которой соответствуют длинному излучаемому сигналу. Таким образом, сжатие импульсов позволяет объединить энергетические преимущества длинных импульсов и преимущества в пространственном разрешении коротких импульсов. По причине необходимости модуляции параметров сигнала внутри импульса автоколебательные генерирующие приборы не могут применяться для реализации описанного метода. Шумы в приемнике всегда имеют широкую полосу частот и случайное распределение. При этом спектральная плотность шума довольно мала в сравнении с эхо-сигналом. Поэтому после фильтра сжатия интенсивность шума значительно уменьшается. Таким образом, при использовании метода сжатия импульса обнаружение цели может происходить даже в случаях, когда амплитуда эхо-сигнала меньше уровня шумов. Очевидно, что при простом амплитудном детектировании (например, на диоде) такой сигнал был бы потерян. В рассматриваемом методе применяются такие виды модуляции (кодирования) зондирующего сигнала: частотная модуляция (FM), так называемая, частотно-импульсная модуляция (FMOP), или ступенчатая частотная модуляция: линейная; нелинейная;, время-частотное кодирование сигнала (например, код Костаса) фазовая модуляция (PM), так называемая фазо-импульсная модуляция (PMOP). Метод сжатия импульса обеспечивает выделение сигнала от цели, перекрытого шумом. Принятые сигналы обрабатываются в приемнике в фильтре сжатия. Фильтр сжатия изменяет относительные фазы отдельных частотных составляющих так, что в результате образуется короткий импульс, называемый сжатым импульсом. В результате дальность действия радиолокатора становится больше ожидаемой, рассчитанной с применением традиционного уравнения радиолокации. Способность приемника со сжатием импульса улучшать разрешающую способность по дальности в сравнении с обычным приемником характеризуется коэффициентом сжатия импульсов (англ. pulse compression ratio, PCR). Например, значение коэффициента сжатия 50:1 означает, что разрешающая способность радиолокатора в 50 раз меньше по сравнению с традиционным радиолокатором, использующим зондирующий импульс такой же длительности, что и несжатый зондирующий импульс радиолокатора со сжатием импульса. Коэффициент сжатия импульса может быть выражен в виде отношения разрешающей способности, соответствующей немодулированному импульсу длительности τ, к разрешающей способности, соответствующей модулированному импульсу той же длительности, но с шириной спектра B. https://www.radartutorial.eu/08.transmitters/tx17.ru.html
milstar: https://www.ll.mit.edu/sites/default/files/outreach/doc/2018-07/lecture%2010.pdf Radar Transmitter Overview – High Power Amplifier • Radar Waveform Generator and Receiver • Radar Transmitter/Receiver Architecture
milstar: 4.4. Сигналы с непрерывной угловой модуляцией https://siblec.ru/radiotekhnika-i-elektronika/radiotekhnicheskie-tsepi-i-signaly/4-modulirovannye-signaly/4-4-signaly-s-nepreryvnoj-uglovoj-modulyatsiej Составляющие боковых боковых полос расположены на расстоянии Ω друг от друга, а их амплитуды зависят от индекса частотной модуляции. И наконец, у спектральных составляющих нижней и верхней боковых частот с чётными индексами начальные фазы совпадают, а у спектральных составляющих с нечётными индексами отличаются на угол . pi
milstar: Рисунок 2: Структурная схема FM модулятора Отличие схемы FM модулятора от схемы PM заключается в том, что нормированный модулирующий сигнал интегрируется, и усилитель задает не девиацию фазы , а девиацию частоты . Если модулирующий сигнал нормирован по амплитуде тогда формировать PM сигнал можно при помощи FM модулятора, а FM сигнал при помощи PM модулятора, как это показано на рисунке 3. https://ru.dsplib.org/content/signal_fm/signal_fm.html
milstar: Abstract- Performance of any RADAR system deployed in Electronic Counter Measure applications is significantly enhanced when it has the capability to generate various types of signal waveforms on-the-fly with the least changeover time. The signal can either be generated at Intermediate Frequency (IF) directly or using the base-band components, which are combined to form the IF signal. Some of the types of waveforms typically generated are continuous wave, frequency modulated, amplitude modulated or sweep signals. This paper emphasizes on the generation of waveforms digitally using Field Programmable Gate Arrays (FPGA’s), and at the same time converting digital signals to analog signals on-board using ultra high speed Digital to Analog converter (DAC) operating at speeds up to 2 GSPS. https://coreel.com/wp-content/uploads/FPGA-based-Implementation-of-Baseband-Generator-for-RADAR-Applications.pdf
milstar: Frequency and phase modulations have both been used for pulse compression. Amplitude modulation could also be employed, in principle, but it is seldom found in practical pulse compression systems. Table 4 gives the major types of pulse compression waveforms that have been employed in radar. https://www.sciencedirect.com/topics/engineering/pulse-compression
milstar: approach. Passive processing involves the use of a compression network that isthe conjugate of the expansion network and is a matched-filtering approach. Al-though a combination of active and passive techniques may be used in the sameradar system, most systems employ the same type for generation and processing;e.g., a passive system uses both passive generation and passive processing.The performance of common types of pulse compression systems is summa-rized in Table 10.1. The systems are compared on the assumption that informa-tion is extracted by processing a single waveform as opposed to multiple-pulseprocessing. The symbols B and Tare used to denote, respectively, the bandwidthand the time duration of the transmitted waveform. Ripple loss refers to the SNRloss incurred in active systems because of the fluctuation or ripple in the SNRthat occurs as a target moves from range cell to range cell. Clutter rejection per-formance of a single waveform is evaluated on the basis of doppler responserather than range resolution; pulse compression provides a means for realizingincreased range resolution and, hence, greater clutter rejection. In applicationswhere an insufficient doppler frequency shift occurs, range resolution is the chiefmeans for seeing a target in clutter.10.3 LINEARFMThe linear-FM, or chirp, waveform is the easiest to generate. The compressed-pulse shape and SNR are fairly insensitive to doppler shifts. Because of its greatpopularity, more approaches for generating and processing linear FM have beendeveloped than for any other coded waveform.1 The major disadvantages are that(1) it has excessive range-doppler cross coupling which introduces errors unlesseither range or doppler is known or can be determined (i.e., a shift in dopplercauses an apparent change in range and vice versa); and (2) weighting is usuallyrequired to reduce the time sidelobes of the compressed pulse to an acceptablelevel. Time and frequency weighting are nearly equivalent for linear FM andcause a 1 to 2 dB loss in SNR. Passive linear-FM generation and processing maybe used as in Fig. 10. Ia or b, where conjugate networks or a single network isemployed. Active linear-FM generation and processing may be used as in Fig.10.Ic. https://www.helitavia.com/skolnik/Skolnik_chapter_10.pdf
milstar: he methods of implementation are divided into two general classes, ac-tive and passive, depending upon whether active or passive techniques are usedfor generation and processing. Active generation involves generating the waveform by phase or frequency modulation of a carrier without the occurrence of an actual time expansion. Anexample is digital phase control of a carrier. Linear FM Passive generation involves excitinga device or network with a short pulse to produce a time-expanded codedwaveform. An example is an expansion network composed of a surface-acoustic-wave (SAW) delay structure. Active processing involves mixing delayed replicasof the transmitted signal with the received signal and is a correlation-processing Active . 1 Very popularwith the adventof high-speed digital devices. 2. Extremely wide bandwidths achievable. ###################### Phase-coded Active Fair clutter rejection 1. Widely used. 2. Waveform very easy to gener-ate https://www.helitavia.com/skolnik/Skolnik_chapter_10.pdf
milstar: Although the linear frequency modulated (LFM) waveform continues to be the work horse of modern radars, there is growing interest in the use of phase coded (PC) waveforms. The PC waveform allows the radar to operate as a communications terminal sending and receiving short messages. Phase coding can also be used to reduce radio frequency interference (RFI) between adjacent radars. PC waveforms divide the pulse into N time segments, referred to as chips, and apply a different phase to each. Binary phase codes limit the chip phase to 0 or π, while polyphase codes support more levels. https://www.mitre.org/sites/default/files/pdf/05_0112.pdf
milstar: One of the drawbacks of pulse radar is its relatively large receiver bandwidth, which adds more noise and interference. Such a large bandwidth is required to pass the narrow radar pulses with satisfactory distortion. However, filtering that reduces receiver bandwidth broadens the pulse and causes distortion, which, as well as noise and interference, deteriorate the range resolution and accuracy of the radar. This disadvantage of pulse signals makes continuous wave (CW) radar signals, which require a smaller bandwidth, more preferable within heavy jammed environments. ####################################################### A narrowband interfering signal affects both CW and pulse radars and does not need a large bandwidth to penetrate through the receiver; however, it needs higher power to contest with the desired radar signal. https://www.intechopen.com/books/topics-in-radar-signal-processing/adaptive-coding-modulation-and-filtering-of-radar-signals Doppler processing techniques, such as the long-established moving target indication (MTI) and moving target detection (MTD), are also used to process cluttered radar signals.
milstar: 6. Coding of radar signal A short pulse waveform of a single pulse is modulated only in amplitude. For the small pulse width, the range resolution is excellent and is directly proportional to that width, namely δR = c τ/2. However, it will not be enough to resolve scattering targets in Doppler because Doppler resolution is proportional to the bandwidth. Bandwidth is equal approximately to the reciprocal of the pulse width and thus the time bandwidth product is about unity. Such waveforms are used in the MTI radar that uses Doppler processing just to filter out non-moving targets from its output, which does not require much better Doppler resolution. Long pulse waveforms consist of a single pulse that is modulated only in amplitude, but now the duration will be long enough for the scattering targets to be resolved in Doppler. CW radar signals belong to this class of waveforms, with very long pulse duration. On the other hand, in a practical situation, it will not be suitable for resolving targets in range, of course unless we modulate the angle of the signal. Noise-type waveforms consist of pulses that are modulated with amplitude or phase modulation function that is irregular or noise like and has a relatively larger time-bandwidth product. This class of waveforms includes those used in pulse compression of radar signals like biphase codes (such as Barker and pseudorandom codes), polyphase codes (such as Frank codes), nonlinear frequency modulation (NLFM) pulses, pulse trains with staggered PRF pulses, trains with frequency shift coding and long pulses with irregular amplitude modulation [7]. The radar signal is frequently coded with the purpose of pulse compression. Nevertheless, the frequency and phase coding of the radar signal are employed to accomplish other requirements rather than the compression of echo signals. Thus, the conventional pulse or CW radar signals with fixed frequencies and phase angles are not always the favourable waveforms. Nevertheless, the environment in the region of the radar includes ground clutter, multipath, refraction, weather and interference. The optimum radar signal waveform for this application must contain sufficient energy to achieve detection on the smallest aircraft at the longest range. It must also have sufficient bandwidth to provide the necessary range accuracy and resolution and must have a duration long enough to permit velocity discrimination of targets relative to ground clutter. Pulse compression [2], also known as pulse coding, is a signal processing practice that is intended to maximize the sensitivity and resolution of radar systems. In a pulse radar system, there are several factors that affect each of the radar functional parameters. One of these factors is the effect of the pulse width in the determination of the range resolution and accuracy. The radar range equation [1] indicates that the range is affected by the energy of the transmitted pulse, that is, its power and pulse width. Generally speaking, the ability of any radar to detect far objects depends primarily on the transmitted signal energy. For pulse radar, energy is indicated by the average transmitted signal power, which is expressed as the peak power multiplied by the duty cycle of the transmitter. Even though the peak transmitter power could be as high as hundreds of kilowatts or even some megawatts, as pulse radars transmit very short pulses (typically in order of microseconds), the average transmitted signal power perhaps is much less than 1% of that value. Obviously, this would not be the efficient use of the available transmitter power. Transmission of longer pulses improves the detectability of the radar as it increases the average transmitted signal power. On the other hand, just lengthening the radar pulse has the result of degrading its range resolution, because the RF pulse would be spread over a larger distance. Thus, some technique is needed to increase the average power without degradation in the range resolution and accuracy of measurement. In order to solve this dilemma, we have to understand that the range resolution of the pulse radar does not essentially depend on transmitted pulse duration but in fact it depends on the bandwidth of the transmitted pulse https://www.intechopen.com/books/topics-in-radar-signal-processing/adaptive-coding-modulation-and-filtering-of-radar-signals
milstar: A common signal coding method used in the pulse radar is binary phase shift keying (BPSK), which involves repeatedly flipping the phase of the RF signal within the duration of the pulse, according to a code known as the spreading code, which should yield minimum side-lobe levels after decoding. Barker codes are efficient binary codes, which have lengths of up to 13 bits [2] only. Side lobes can be minimized by the use of complementary codes, which are carefully selected pairs of codes whose range side lobes cancel out under ideal conditions. Generally, the efficiency of a particular code is judged by the time-bandwidth product, BT, where B is the pulse bandwidth and T is the entire transmitted pulse width. To realize a higher compression ratio, more subpulses of τ width are used per one long pulse of T duration. For an uncoded pulse, BT = 1, as B = 1/T only. For example, a 13-bit Barker code has a time-bandwidth product of 13, which means that each radar pulse contains 13 times the energy of an uncoded pulse of the same resolution. Range resolution becomes 13 times finer than that for an uncoded pulse of the same width. A pulse Doppler radar compromises between range and velocity resolution by applying relatively longer pulses, while some radar systems focus on the issue of range resolution more than other parameters. Precise target tracking, range finders, target recognition and radar imagery applications are examples of those areas of interest https://www.intechopen.com/books/topics-in-radar-signal-processing/adaptive-coding-modulation-and-filtering-of-radar-signals
milstar: 7. Phase coding of signals In this technique of pulse compression, the phase angle of the transmitted radar pulse is switched between two or more values, while the long pulse is modulated with the radar PRF as usual. The relatively long transmitted pulse is divided into an integer number of subpulses, of equal widths and amplitudes but with different phase angles. A digital signal or a code sequence is used to determine the phase of each subpulse. It is more common to use binary or biphase coding [11] to provide the modulated pulse rather than the ternary, quaternary or higher coding of signal. A signal multiplier may be used to obtain the binary phase shift keying signal that has a phase angle that swings between 0 and 180°, according to the modulating digital signal. In Figure 6, such a BPSK modulated pulse is illustrated. Due to the modulation of the carrier of the transmitted signal with the digital signal, the bandwidth of the transmitted signal is increased. The spreading of the digital signal in most cases is a pseudorandom signal that has special desirable correlation features. Such signals look like white noise, which has an infinite bandwidth and an infinitesimal autocorrelation function centred about the zero axis. Those pseudo-noise (PN) binary codes are used in spread spectrum communication systems, in a similar manner, in order to spread data signals along the frequency domain. They can be easily generated with the aid of shift registers (D-type flip flops) and logic circuits. https://www.intechopen.com/books/topics-in-radar-signal-processing/adaptive-coding-modulation-and-filtering-of-radar-signals
milstar: The peak-to-side-lobe level (PSL) is defined as the ratio of the largest square of side-lobe levels xi to the square of the peak of the compressed pulse xo, which is computed in decibels by [11]. PSL=10log[Max(x2i)x2o] E16 Barker codes are one class of the famous classes of codes used in the biphase coding of the radar signal with the purpose of pulse compression. Those codes are characterized with very small PSL values and particular autocorrelation functions that have side lobes with equal amplitudes and unity absolute value, similar to that shown in Figure 7. https://www.intechopen.com/books/topics-in-radar-signal-processing/adaptive-coding-modulation-and-filtering-of-radar-signals
полная версия страницы